基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)娜娖絇WM整流器級(jí)聯(lián)式無差拍控制策略

　　摘要 該文以三電平脈寬調(diào)制(PWM)整流器為研究對(duì)象，提出一種基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)募?jí)聯(lián)式無差拍控制(CDBC)策略。該策略內(nèi)外環(huán)均采用了無差拍控制方式，并建立龍伯格觀測(cè)器分別對(duì)功率模型擾動(dòng)和負(fù)載擾動(dòng)進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦控制以及系統(tǒng)快速響應(yīng)。在參數(shù)設(shè)計(jì)方面，采用極點(diǎn)配置方法整定觀測(cè)器增益，并引入期望周期數(shù)對(duì)電壓環(huán)系數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)，從而實(shí)現(xiàn)內(nèi)外環(huán)較高匹配性。在穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)條件下對(duì)所提控制策略進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)，結(jié)果表明，相比于傳統(tǒng)的無差拍功率控制(DBPC)，所提控制策略可以實(shí)現(xiàn)更加準(zhǔn)確的單位功率因數(shù)和更強(qiáng)的抗負(fù)載擾動(dòng)能力。

　　余晨輝; 汪鳳翔; 林貴應(yīng)， 電工技術(shù)學(xué)報(bào) 發(fā)表時(shí)間：2021-09-06

　　關(guān)鍵詞：三電平 PWM 整流器 在線擾動(dòng)補(bǔ)償 級(jí)聯(lián)式無差拍控制 龍伯格觀測(cè)器

　　0 引言

　　目前，PWM 整流器被廣泛運(yùn)用于風(fēng)力發(fā)電、有源電力濾波器、虛擬同步機(jī)以及列車牽引等領(lǐng)域[1-6]。PWM 整流器的控制方法主要包括電壓定向控制[7]、直接功率控制[8]、模型預(yù)測(cè)控制[9-12]等。電壓定向控制通過 PI 控制器對(duì)電壓、電流進(jìn)行雙閉環(huán)控制，可以實(shí)現(xiàn)電壓、電流的無靜差調(diào)節(jié)，但其動(dòng)態(tài)性能受到積分器的限制。直接功率控制和有限集模型預(yù)測(cè)功率控制具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但這兩種控制方法的穩(wěn)態(tài)紋波大，且開關(guān)頻率不固定。文獻(xiàn)[11]提出了一種基于空間矢量調(diào)制(Space-Vector Modulation, SVM)的無差拍功率控制，相比于有限集模型預(yù)測(cè)功率控制，該方法穩(wěn)態(tài)紋波小，且開關(guān)頻率恒定，但其控制效果同樣依賴于系統(tǒng)模型和參數(shù)的準(zhǔn)確性。 模型中因近似處理產(chǎn)生的誤差以及參數(shù)變化引起的擾動(dòng)會(huì)使得受控子系統(tǒng)之間存在交叉耦合，這將導(dǎo)致被控量無法準(zhǔn)確跟蹤參考值，并且在動(dòng)態(tài)過程中各個(gè)子系統(tǒng)之間的相互干擾會(huì)延遲系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間。為克服模型不確定性及參數(shù)失配帶來的影響，文獻(xiàn)[13-14]分別采用最小二乘法和模型參考自適應(yīng)法對(duì)系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行在線辨識(shí)。最小二乘法具有收斂速度快、易于編程的優(yōu)點(diǎn)，在系統(tǒng)參數(shù)估計(jì)中應(yīng)用較為廣泛。模型參考自適應(yīng)法通過自適應(yīng)率使得可調(diào)模型的輸出逼近實(shí)際模型的輸出，從而得到待辨識(shí)參數(shù)的估計(jì)值，該方法能否構(gòu)成優(yōu)良的自適應(yīng)控制系統(tǒng)與自適應(yīng)律的設(shè)計(jì)有關(guān)。文獻(xiàn)[15]在功率內(nèi)環(huán)加入了基于內(nèi)模原理的準(zhǔn)積分反饋校正環(huán)節(jié)對(duì)功率的給定值進(jìn)行修正，實(shí)現(xiàn)功率值的無差跟蹤。文獻(xiàn)[16]設(shè)計(jì)了龍伯格觀測(cè)器對(duì)整流器的電流模型進(jìn)行擾動(dòng)補(bǔ)償，該策略對(duì)參數(shù)攝動(dòng)具有較強(qiáng)的魯棒性。文獻(xiàn)[17]將系統(tǒng)的內(nèi)、外部擾動(dòng)作為擴(kuò)張狀態(tài)變量進(jìn)行重構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了功率之間的解耦控制。

　　上述提到的方法都是從整流器的內(nèi)環(huán)對(duì)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行優(yōu)化，對(duì)于電壓型 PWM 整流器，外環(huán)通常采用 PI 控制器進(jìn)行閉環(huán)控制，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，能量交換首先發(fā)生在電容與負(fù)載之間，由于 PI 控制器的滯后性，導(dǎo)致母線電壓產(chǎn)生較大波動(dòng)。文獻(xiàn)[18]采用了負(fù)載電流前饋控制策略提高整流器的抗負(fù)載擾動(dòng)能力，但該方法需要額外的電流傳感器，增大了系統(tǒng)的成本和體積。從文獻(xiàn) [19-20]可知，穩(wěn)態(tài)時(shí)電網(wǎng)的輸入電流與直流母線電壓的二次方更接近線性關(guān)系，因此電壓環(huán)采用以直流母線電壓二次方項(xiàng)作為反饋量的 PI 控制器可以獲得良好的控制性能。文獻(xiàn)[21]提出了一種基于電容儲(chǔ)能為反饋?zhàn)兞康目刂品椒ǎ摲椒ㄅc基于電壓二次方為反饋的控制策略具有一定的相似性，但其物理含義更加明確。文獻(xiàn)[22]的電壓環(huán)采用了電壓二次方反饋閉環(huán)的滑模控制，該策略動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，但需要在控制器中給定負(fù)載的值，無法直接應(yīng)用于負(fù)載變化的場(chǎng)合。

　　為了進(jìn)一步改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，本文對(duì)整流器的內(nèi)、外環(huán)同時(shí)進(jìn)行優(yōu)化，提出了一種基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)募?jí)聯(lián)式無差拍控制策略。其中，內(nèi)環(huán)采用無差拍功率控制，并建立龍伯格觀測(cè)器對(duì)功率模型擾動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率之間的解耦控制。對(duì)于電壓外環(huán)，推導(dǎo)了輸入輸出之間功率流動(dòng)的關(guān)系，并建立龍伯格觀測(cè)器對(duì)負(fù)載擾動(dòng)進(jìn)行觀測(cè)。根據(jù)無差拍控制思想設(shè)計(jì)了一種以電壓二次方為反饋量的電壓控制器，并引入期望周期數(shù)對(duì)電壓環(huán)的反饋增益進(jìn)行調(diào)節(jié)，滿足實(shí)際工程中不同的動(dòng)態(tài)性能要求。最后，在仿真和實(shí)物平臺(tái)上對(duì)所提出的控制策略進(jìn)行驗(yàn)證。

　　1 數(shù)學(xué)模型

　　三電平 PWM 整流器的電路拓?fù)淙鐖D 1 所示。圖中，ea、eb、ec 為電網(wǎng)側(cè)電壓，L 為濾波器電感， R 為濾波器等效電阻，C1、C2 為直流母線濾波電容， RL 為負(fù)載電阻。假設(shè)電網(wǎng)三相電壓平衡，根據(jù) Clarke 坐標(biāo)變換原則，三電平 PWM 整流器在兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型可表示為 d d d d i e Ri L v t i e Ri L v t ?? ? ??? ? ??? ? ? ???? ? ? ? ?? (1)式中，e?、e?、v?、v?、i?、i?分別為電網(wǎng)電壓、整流側(cè)電壓和電網(wǎng)電流在兩相靜止坐標(biāo)系下?、? 軸的分量。

　　由瞬時(shí)功率理論可知，瞬時(shí)有功功率 p 和瞬時(shí)無功功率 q 可表示為 α β α β α β ( ) ( ) ( ) 1.5 ( ) ( ) ( ) p e k e k i k q e k e k i k ? ? ? ?? ?? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? (2)由于系統(tǒng)的采樣頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)電壓的頻率，在一個(gè)采樣周期間隔，可認(rèn)為電網(wǎng)電壓保持不變，由式(2)可得 α β α α β α β β ( 1) ( ) ( ) ( ) ( 1) ( ) 1.5 ( 1) ( ) ( ) ( ) ( 1) ( ) p k p k e k e k i k i k q k q k e k e k i k i k ? ? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ? ?? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ?(3)忽略電阻 R 的影響，采用正向差分方法對(duì)式(1)進(jìn)行離散化，Ts 為系統(tǒng)控制周期，可得 α α s α α β β β β ( 1) ( ) ( ) ( ) ( 1) ( ) ( ) ( ) i k i k e k v k T i k i k e k v k L ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? (4)聯(lián)立式(3)、式(4)可得瞬時(shí)功率在相鄰兩個(gè)控制周期改變量為 s α β α α β α β β ( 1) ( ) 1.5 ( ) ( ) ( ) ( ) ( 1) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) p k p k T e k e k e k v k q k q k e k e k L e k v k ? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ?? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ?(5)

　　2 基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)?CDBC 策略

　　圖 2 為基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)娜娖?PWM 整流器 CDBC 策略的控制框圖，包括電壓環(huán)控制、功率環(huán)控制以及脈寬調(diào)制部分，其中，脈寬調(diào)制策略采用含中點(diǎn)電位平衡控制的 SVM 算法。

　　2.1 功率環(huán)控制器的設(shè)計(jì)

　　考慮到控制模型中因近似處理產(chǎn)生的誤差，以及參數(shù)變化引起的誤差，式(5)的功率模型可重新表示為? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?(6)式中，Lo 為濾波器電感的標(biāo)稱值;f p、f q 為功率環(huán)的集總擾動(dòng)，包括參數(shù)擾動(dòng)及其他未建模的擾動(dòng)?p、?q。記?L為濾波器電感標(biāo)稱值與實(shí)際值之間的誤差，則 f p、f q 可表示為 p p q q s ( 1) ( ) ( 1) ( ) f L p k p k f q k q k T ??? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? (7)為克服擾動(dòng)對(duì)控制系統(tǒng)的影響，設(shè)計(jì)龍伯格觀測(cè)器對(duì) f p、f q 進(jìn)行估計(jì)并補(bǔ)償?shù)娇刂破髦小⒐β屎蛿_動(dòng)量作為狀態(tài)變量，l1、l2 為觀測(cè)器增益，則離散的龍伯格觀測(cè)器可設(shè)計(jì)為 s o s p p o q q α β β α s α α o β β 1 0 0 ˆ( 1) ( ) ˆ ˆ( 1) ( ) ˆ 0 1 0 ˆ ˆ ( 1) ( ) ˆ 0 0 1 0 ˆ ( 1) ( ) 0 0 0 1 ( ) ( ) ( ) ( ) 1.5 ( ) ( ) ( ) ( ) 0 0 0 0 T p k p k L q k q k T f k f k L f k f k e k e k e k e k T e k v k L e k v k ? ??? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ??? ?? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ?? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?? 1 1 2 2 0 0 0 ( ) ( ) ˆ 0 0 0 ( ) ( ) ˆ 0 0 0 ( ) ( ) ˆ 0 0 0 ( ) ( ) ˆ l p k p k l q k q k l p k p k l q k q k ? ?? ? ?? ?? ??? ?? ? ? ?? ? ?? ?? ? ? ?? ? ? (8)

　　根據(jù)無差拍控制原理，令下一時(shí)刻的功率為參考功率，由式(6)可推導(dǎo)出考慮系統(tǒng)擾動(dòng)時(shí)輸入控制電壓的表達(dá)式為 α α β β 1 * α β p o s * s o β α q ( ) ( ) ( ) ( ) ˆ ( ) ( ) ( ) ( 1) ( ) 1.5 ( ) ( ) ˆ ( 1) ( ) ( ) v k e k v k e k L T e k e k f k p k p k T L e k e k q k q k f k ?? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?(9)式中，上標(biāo)“?”表示參數(shù)的參考值，下同。

　　2.2 功率環(huán)觀測(cè)器穩(wěn)定性分析和參數(shù)整定

　　為了簡(jiǎn)化分析，根據(jù)復(fù)空間矢量理論[23]，將式(8)觀測(cè)器的表達(dá)式化為復(fù)矢量形式為 s s o o 1 2 ˆ ˆ ( 1) ( ) 1 1.5 ( ) ˆ ˆ 0 ( 1) ( ) 0 1 ˆ 0 ( ) ( ) 0 ˆ ( ) ( ) T S k S k T u k L L f k f k l S k S k l S k S k ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?? ? ?(10)其中 p q 2 2 α α α β β β α β β α ˆ ( )= ( ) j ( ) ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ( )= ( ) j ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) j ( ) ( ) ( ) ( ) S k p k q k f k f k f k u k e k e k v k e k v k e k e k v k e k v k ? ???? ??? ? ? ? ? ??? ? ? ?? ? ?由式(10)可以得到觀測(cè)器的特征多項(xiàng)式為 s 1 2 o 2 1 0 2 1 ( ) det 1 T l P z zI p z p z p L l ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?(11)其中 2 1 1 s 2 0 1 o 1 2 1 p p l T l p l L ? ??? ? ? ?? ? ? ? ??根據(jù)離散域下的 Jury 穩(wěn)定判據(jù)，為了保證觀測(cè)器的穩(wěn)定性，其特征多項(xiàng)式需滿足以下條件 2 0 2 (1) 0 ( 1) ( 1) 0 P P p p ??? ? ???>>< (12)由式(12)可得增益 l1、l2 的取值范圍為

　　通過分析觀測(cè)器閉環(huán)極點(diǎn)的分布軌跡進(jìn)一步整定觀測(cè)器增益。增益變化時(shí)閉環(huán)極點(diǎn)分布軌跡如圖 3 所示。由圖 3 可知，當(dāng) l1 不變、l2 增大時(shí)，極點(diǎn)首先向?qū)嵼S方向移動(dòng)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快，同時(shí)阻尼系數(shù)增大，系統(tǒng)超調(diào)量減小;當(dāng) l2 繼續(xù)增大時(shí)，極點(diǎn)向?qū)嵼S兩側(cè)移動(dòng)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢;當(dāng) l2 的值較小且不變、l1 增大時(shí)，共軛極點(diǎn)首先向?qū)嵼S負(fù)方向聚攏，動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快，同時(shí)阻尼系數(shù)增大，系統(tǒng)超調(diào)量減小;當(dāng) l2 的值較大且不變、l1 增大時(shí)，極點(diǎn)向?qū)嵼S兩側(cè)移動(dòng)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢。觀測(cè)器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)越快，對(duì)噪聲越敏感，因此觀測(cè)器增益的選擇需要在動(dòng)態(tài)響應(yīng)和噪聲抑制能力之間進(jìn)行權(quán)衡。綜合考慮系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和抗噪聲擾動(dòng)能力，選取 l1=2 000Ts= 0.2，l2=?6 000Ts=?0.6。

　　2.3 電壓環(huán)控制器的設(shè)計(jì)

　　由式(1)和式(2)可得到瞬時(shí)有功功率的表達(dá)式為? ?? ? 2 2 α β 2 2 α β α α β β d 1.5 + 2 d i i L p R i i v i v i t ? ? ?? ? ? ? ? ? ?? ? ? ?(14)式中，右邊第一項(xiàng)為濾波器等效電阻消耗的功率;第二項(xiàng)為濾波器電感內(nèi)磁場(chǎng)儲(chǔ)能吸收的功率;第三項(xiàng)和第四項(xiàng)為流動(dòng)到直流側(cè)的有功功率，包括開關(guān)器件損耗、電容儲(chǔ)能吸收的功率以及負(fù)載消耗的功率。

　　若忽略濾波器上消耗的功率和開關(guān)器件損耗，瞬時(shí)有功功率可視為電容儲(chǔ)能吸收功率和負(fù)載功率的總和，則瞬時(shí)有功功率可表示為 2 2 1 1 2 2 o d 1 d 1 + d 2 d 2 C C p C U C U p t t ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? (15)式中，po 為負(fù)載消耗的功率;C1=C2=C。穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓 Udc 保持恒定，考慮到上、下電容含有低頻波動(dòng)且波動(dòng)值與輸出功率呈正相關(guān)，記中點(diǎn)電位 Vo=UC1?UC2，式(15)可重新寫為 2 2 dc o dc o o d 1 d 1 d 2 2 d 2 2 U V U V p C C p t t ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 2 2 dc o o d d 4 d 4 d C C U V p t t ? ? ? ? ? (16)式中， 2 o d 4 d C V t ? 為中點(diǎn)電位波動(dòng)引起的功率變化值。當(dāng)輸出功率較小時(shí)，中點(diǎn)電位波動(dòng)較小，可以認(rèn)為 Vo=0;當(dāng)輸出功率增大時(shí)，中點(diǎn)電位 Vo 的幅值增大，但是中點(diǎn)電位 Vo 是一個(gè)低頻的量，所以 2 o d d V t 是一個(gè)較小的值，當(dāng)輸出功率 po 較大時(shí)可以忽略中點(diǎn)電位波動(dòng)引起的功率變化。因此，式(16)可化簡(jiǎn)為 2 dc o d + 4 d C U p p t ? ? (17)將式(17)離散化，可以得到離散的電壓狀態(tài)方程為? ? 2 2 s dc dc o 4 ( 1)= ( )+ ( ) ( ) T U k U k p k p k C ? ? (18)根據(jù)無差拍控制原理，令下一時(shí)刻的電壓為參考電壓，可以得到有功功率的參考值為 * 2 * 2 dc dc o s ( )= ( 1) ( ) ( ) 4 C p k U k U k p k T ? ? ? ? ? ? ? (19)式(19)中，負(fù)載功率 po 會(huì)隨著負(fù)載以及直流母線電壓的變化而改變，故將負(fù)載功率 po 視為擾動(dòng)量，并采用龍伯格觀測(cè)器對(duì)其進(jìn)行估計(jì)。

　　根據(jù)龍伯格觀測(cè)器的建構(gòu)原理，將電壓二次方和負(fù)載功率作為狀態(tài)變量，h1、h2 為觀測(cè)器增益，離散的龍伯格觀測(cè)器可設(shè)計(jì)為式中， s k C T ?? /(4 )。

　　在本文所提的 CDBC 方法中，內(nèi)環(huán)采用無差拍功率控制，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，實(shí)際功率可以迅速地跟蹤參考功率，因此可以認(rèn)為實(shí)際功率等于參考功率，即 p=p *，此時(shí)，系統(tǒng)的響應(yīng)速度主要由外環(huán)決定。若電壓外環(huán)直接采用無差拍控制，即令電壓的實(shí)際值在 1 個(gè)控制周期跟蹤上參考值，當(dāng)直流母線電壓的實(shí)際值與參考值相差較大時(shí)，會(huì)導(dǎo)致輸入功率急劇增大，同時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能變差。因此，本文令電壓的實(shí)際值在 N 個(gè)控制周期跟蹤上參考值，即令 s k k N C NT ? ??/ /(4 ) ，N 為直流母線電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間的期望周期數(shù)，通過對(duì) N 的合理選取可以滿足實(shí)際工程中不同的動(dòng)態(tài)性能要求。

　　電壓環(huán)觀測(cè)器增益的整定方法與前文一致，最終選取 h1=300Ts=0.03，h2=?26.43Ts=?0.002 643。

　　3 仿真結(jié)果

　　為了驗(yàn)證本文所提控制策略的有效性，對(duì)該策略進(jìn)行仿真，并與外環(huán)采用 PI 控制的傳統(tǒng)無差拍功率控制進(jìn)行對(duì)比，PI 控制器采用電壓二次方作為誤差反饋量，其比例系數(shù) kp=0.05，積分系數(shù) ki=1.8。在所提的 CDBC 方法中，k 可視為直流母線電壓二次方的反饋系數(shù)，為了更好地對(duì)兩者方法進(jìn)行比較，在所提控制方法中，k 的取值與 kp相同。三電平 PWM 整流器的系統(tǒng)參數(shù)見表 1。

　　圖 4 為整流器的加載仿真結(jié)果，當(dāng)直流側(cè)從空載接入 100? 負(fù)載后，傳統(tǒng) DBPC 方法的直流母線電壓降落了 27.3V，經(jīng)過約 180ms 到達(dá)穩(wěn)態(tài)值;所提 CDBC 方法的母線電壓降落了 15.3V，經(jīng)過約 115ms 到達(dá)穩(wěn)態(tài)值。仿真結(jié)果表明，CDBC 方法具有更小的電壓降落和更快的調(diào)節(jié)速度。從圖 4b 可知，當(dāng)直流側(cè)接入負(fù)載后，觀測(cè)器估計(jì)的負(fù)載功率 o p ˆ 可以快速準(zhǔn)確地自適應(yīng)跟蹤實(shí)際負(fù)載功率 o p ，從而保證了所提控制策略具有更強(qiáng)的抗負(fù)載擾動(dòng)能力。

　　圖 5 為整流器的直流母線電壓階躍響應(yīng)仿真結(jié)果，圖 5 中，在 t=1s 時(shí)刻，參考電壓從 500V 躍變?yōu)?600V，傳統(tǒng) DBPC 方法經(jīng)過約 150ms 后直流母線電壓到達(dá)穩(wěn)態(tài)值，本文所提的 CDBC 方法經(jīng)過 125ms 后到達(dá)穩(wěn)態(tài)值;在 t=1.5s 時(shí)刻，參考電壓從 600V 躍變?yōu)?400V，傳統(tǒng) DBPC 方法經(jīng)過約 140ms 后直流母線電壓到達(dá)穩(wěn)態(tài)值，本文所提的 CDBC 方法經(jīng)過約 128ms 后直流母線電壓到達(dá)穩(wěn)態(tài)值。仿真結(jié)果表明，CDBC 方法動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快，并且在電壓上升和下降的過程中沒有出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象。從圖中的功率曲線可知，傳統(tǒng) DBPC 方法的功率無法準(zhǔn)確跟蹤參考值，并且在電壓階躍后無功功率的靜差發(fā)生變化，這表明有功功率和無功功率之間存在交叉解耦，而在 CDBC 方法中有功功率和無功功率都可以準(zhǔn)確地跟蹤參考值，并且在動(dòng)態(tài)過程中，無功功率更快地進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。這是因?yàn)橛^測(cè)器可以對(duì)功率模型的集總擾動(dòng)進(jìn)行實(shí)時(shí)準(zhǔn)確地估計(jì)，使得有功功率和無功功率實(shí)現(xiàn)良好的解耦控制。

　　4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　為了進(jìn)一步驗(yàn)證該策略的有效性，在三電平 PWM 整流器平臺(tái)上對(duì)所提控制策略進(jìn)行相關(guān)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)中使用的參數(shù)與仿真一致。三電平 PWM 整流器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖 6 所示，核心控制板采用 TI 公司的 DSP 芯片 TMS320F28335，實(shí)驗(yàn)中電流量由電流探頭測(cè)得，其余需要觀測(cè)的量由 DA 芯片 TLV5610 輸出至示波器顯示。該三電平整流器系統(tǒng)的軟啟動(dòng)電路由限流電阻、交流接觸器和中間繼電器組成，上電時(shí)通過限流電阻抑制浪涌電流，當(dāng)母線電容完成預(yù)充后由 DSP 發(fā)出旁路切換信號(hào)將限流電阻短路，整流器進(jìn)入正常運(yùn)行狀態(tài)。

　　為了驗(yàn)證所提方法的抗負(fù)載擾動(dòng)能力，對(duì)整流器進(jìn)行加載實(shí)驗(yàn)。加載實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖 7 所示，當(dāng)直流側(cè)從空載接入 100? 負(fù)載后，傳統(tǒng) DBPC 方法的直流母線電壓降落了 28V，調(diào)節(jié)時(shí)間約為 100ms;所提 CDBC 方法的母線電壓降落了 17V，調(diào)節(jié)時(shí)間約為 68ms。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，相比于傳統(tǒng)的 DBPC 方法，CDBC 方法具有更強(qiáng)的抗負(fù)載擾動(dòng)能力。

　　為了比較兩種控制方法的電壓跟蹤性能，對(duì)整流器進(jìn)行直流母線電壓躍變實(shí)驗(yàn)，設(shè)置直流母線的(a)傳統(tǒng)的 DBPC (b)本文中的 CDBC 圖 7 加載實(shí)驗(yàn)結(jié)果 Fig.7 Experimental results under sudden load 參考電壓從 500V 躍變?yōu)?600V，再從 600V 躍變?yōu)?400V。直流母線電壓階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖 8 所示，傳統(tǒng) DBPC 方法的調(diào)節(jié)時(shí)間分別約為 125ms 和 140ms，本文所提的 CDBC 方法的調(diào)節(jié)時(shí)間分別約為 113ms 和 120ms。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提的 CDBC 方法動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快，并且在電壓上升和下降的過程中沒有出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象，與仿真結(jié)果基本保持一致。

　　為了驗(yàn)證 CDBC 方法在不同負(fù)載下的輸入輸出性能，圖 9 和圖 10 分別給出了整流器滿載和半載時(shí)的 穩(wěn) 態(tài) 實(shí) 驗(yàn) 結(jié) 果 ， 設(shè) 置 直 流 母 線 電 壓 參 考 值 為500V，滿載時(shí)負(fù)載電阻為 100?，半載時(shí)負(fù)載電阻為 200?。從圖 9a 和圖 10a 可知，在滿載和半載時(shí)直流母線電壓均可以準(zhǔn)確跟蹤參考值，同時(shí) a 相電壓和 a 相電流保持同相位，實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確單位功率因數(shù)運(yùn)行。圖 9b 和圖 10b 為不同負(fù)載下 a 相電流的頻譜分析，滿載時(shí)總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion, THD)為 4.81%，半載時(shí) THD=9.46%，具有較好的電流質(zhì)量。

　　5 結(jié)論

　　本文分析了三電平 PWM 整流器的數(shù)學(xué)模型，提出了一種基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)募?jí)聯(lián)式無差拍控制策略。該策略通過擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)姆绞綄?shí)現(xiàn)了有功功率和無功功率的解耦控制，穩(wěn)態(tài)時(shí)功率無靜差。同時(shí)，克服了傳統(tǒng)方法外環(huán)采用 PI 控制器時(shí)積分飽和導(dǎo)致的超調(diào)問題，在突加負(fù)載時(shí)具有更小的電壓降落和更快的調(diào)節(jié)時(shí)間，改善了傳統(tǒng)方法的抗負(fù)載擾動(dòng)能力。